第六章 电磁兼容课件-电缆-江滨浩

电磁兼容硕士研究生课件,主讲：哈尔滨工业大学江滨浩

研究生学位课- 研究生学位课-电磁兼容(6)

电缆的EMC设计电气工程系 江滨浩

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主要内容电磁场在电缆线上的感应噪声 线上的感应噪声电缆之间的串扰 电缆的辐射干扰

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处于电磁场中的电缆S差模电流

h

共模电流

所有的电磁兼容标准中均规定了电缆的传导敏感性试验 实际是空间电磁场对电缆干扰性的试验 前述,电磁场对电缆的影响分为:在信号回路中的差模干 差模干 扰电流,在电缆与大地回路间的共模干扰电流 扰电流 共模干扰电流3

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差模电压和共模电压差模电压电场产生电压的原理是导线处于不同的电位点, 电场产生电压的原理是导线处于不同的电位点,而磁场是通过 回路中的磁通时变.电缆中信号线和回线间距极小, 回路中的磁通时变.电缆中信号线和回线间距极小,线间电压 和磁感应电压几乎为零.因此,差模干扰电压无需考虑. 和磁感应电压几乎为零.因此,差模干扰电压无需考虑.

电路的干扰主要来自差模电压和电流, 电路的干扰主要来自差模电压和电流,而差模感应电 压又很小,差模干扰电压是在电路不平衡时,共 差模干扰电压是在电路不平衡时,

模电压转换到差模干扰电压的结果S

h4

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电磁场在电缆上的感应电压1V/m场强产生的电压 场强产生的电压 dBV 0 -10 A -20 -30 -40 -50 10kHz 100kHz 1MHz B C D E h = 0.5m L: A = 100m B = 30m C = 10m D = 3m E = 1m 10MHz 100MHz 1GHz 10GHz 1 2 3

随频率增加,感应电压增大,线越长,感应越大 随频率增加,感应电压增大,线越长,5

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平衡电路的抗干扰特性电磁场 I1V1 V2

VD

CMRR

I2 平衡性好坏用共模抑制比表示: CMRR = 20lg ( VC / VD ) 如果电路的共模抑制比为60dB,则1000V的共模电压在电路的输入端只 能产生1V的差模电压.该电路的抗雷电等产生的共模干扰的性能很好.

VC

高频时,由于寄生参数的影响, 高频时,由于寄生参数的影响,平衡性会降低6

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提高共模干扰抑制比的方法屏蔽电缆

平衡电路

共模扼流圈

平衡电路

CMRR

共模扼流圈 CMRR

f 屏蔽电缆频率特性 共模抑制比的高频率性好7

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屏蔽静(低频) 屏蔽静(低频)电场0V

电缆长度 < λ/20,单点接地 ,

电缆长度 > λ/20,多点接地 ,

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磁场对电缆的干扰感应电压

VN

磁通 磁通

回路面积A 回路面积 VN = ( d / dt ) = A ( dB / dt )当面积一定时

= jAω B

由于外界干扰场的频率和强度是 不受控的,应尽量减小回路的面积. 不受控的,应尽量减小回路的面积.9

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减小感应回路的面积~两个相邻的回路上感应出的电流具有相反的方向,因此相互抵销.双绞 线的绞节越密,则效果越明显.

~

理想同轴线的信号电流 回流 信号电流与回流 信号电流 回流等效为在几何上重合,因此电缆 上的回路面积为0,整个回路面积

仅有两端的部分10

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屏蔽电缆减小磁场影响

VS

VS

VS

只有两端接地的屏蔽层才能屏蔽磁场当屏蔽层两端接地时,外界磁场在原来信号与地线构成的回路中产生感应电流的同 时,也在屏蔽层与地线构成的回路中产生感应电流Is,感应出的Is也会感应出磁场, 但是这个磁场与原来的磁场磁场方向相反,相互抵消,导致总磁场减小,减小了干 扰.

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抑制磁场干扰的试验数据非磁性材料的屏蔽套

双绞线/单端接地100

(A)磁性材料的屏蔽套

1M

0100

13

(D)单端接地

1M

100

(B)每米18节

1M

27

屏蔽层两端接地 281M

100

(C)

13

100

(E)

1M

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抑制磁场干扰的实验数据电缆的屏蔽层作为回流路径,大大减小了感应回路的面积 H中的屏蔽层两端接地

100

(F)每米18节

1M 80 100 1M 55

63

(I)

1M

100

(G)双绞线

77100 1M 70

(H)

100

(J)H中的屏蔽层单端接地

1M

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导线之间两种串扰机理R0

C M

RL

IL

R2G

IC

IC

R2L

IL

接收导线的两端情况是不同的,在靠近信号源的一端,电容耦 合产生的电流与电感耦合产生的电流方向相同,幅度叠加,而 在远离信号源的一端,电容耦合产生的电流与电感产生的电流 方向相反,幅度抵消.因此,近端的干扰较强. 14

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耦合方式的粗略判断ZSZL < 3002: ZSZL > 10002: 磁场耦合为主 电场耦合为主

其它情况难说, 其它情况难说,取决于几何结构和频率

源电路阻抗ZS,接收电路的阻抗ZL

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电容耦合模型C12 C12 V1 C1G

V1

C1G R

C2G

C2G

R

VN

j ω [ C12 / ( C12 + C2G)]

VN =j ω + 1 / R ( C12 + C2G)]

V1