基于单片机的酒精测试仪-毕业论文设计开题报告书

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本科毕业设计(论文)开题报告

题目：基于单片机的酒精测试仪

课 题 类 型： 设计□ 实验研究□ 论文□

学 生 姓 名：

学 号： 指 导 教 师：

开 题 时 间：

201 年 月 日

开题报告内容与要求

一、毕业设计（论文）内容及研究意义（价值）

二、毕业设计（论文）研究现状和发展趋势（文献综述）

三、毕业设计（论文）研究方案及工作计划（含工作重点与难点及拟采用的途径）

四、主要参考文献（不少于10篇，期刊类文献不少于7篇，应有一定数量的外文文献，至少附一篇引用的外文文献（3个页面以上）及其译文）

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一、毕业设计（论文）内容及研究意义（价值）

设计的内容：

此次设计是采用8051单片机作为主控芯片，设计一款酒精测试仪， 用C语言编写主控芯片的控制程序，再结合外围电路，使酒精测试仪可键盘输入。通过酒精浓度的输入，进行响应的电路报警。

研究意义：

近年来随着经济迅速发展，人们的生活水平日夜提高。私家车也越来越多。各种应酬也越来越多酒这东西贴近了我们的生活。而酒后驾车也频频发生给人们的生活和生命安全带来了巨大的伤害。酒后驾驶引起的交通事故是由于司机饮酒过多造成酒精浓度较高。精神麻痹反应迟钝肢体不受大脑控制。人体酒精浓度低于一个特定值时就不出现上述症状从而可以避免发生危险。所以研究一个酒精测试是非常有必要和意义的事。

目前世界上绝大数国家都在使用呼吸酒精测试仪对驾驶员进行现场检测来确定其体内酒精浓度的多少。确保其生命财产安全。此外酒精测仪还可以测定某一特定环境下的酒精浓度如酒精生产车间可以避免发生火灾。

二、毕业设计（论文）研究现状和发展趋势（文献综述） 研究现状：

酒精测试仪的精度关键的一部就是对乙醇的检测。这就关系到传感器的制造与研发。目前气体传感器正在向着低功耗，多功能，集成化方向发展。同时还要增加其可靠性实现元件和应用电路集成化，多功能。发展MEMS技术。发展现场适用的变送器和智能化的传感器。

发展趋势：

目前对酒精测试的装置有燃料电池型，半导体型，红外线型，气体色谱分析性和比色型五种类型。但由于价格方面的原因目前市场上用的是燃料电池型和半导体型。

燃料电池型是世界都在研究的环保型能源。它可以把气体直接转换为电能而不产生污染。酒精传感器只是它的一个分支。在燃烧室内充满特种催化剂。使进入燃烧室内的酒精能进行充分燃烧转换为电能。也就是在电极上产生电压消耗在外加负载上。使电压与燃烧室内的酒精浓度成正比。

与半导体型相比，燃料电池型的呼吸酒精测试仪具有稳定性好、精度高、抗干扰性能好等优点。但由于其传感器结构要求特别高所以生产成本提别高，制造难度特别大所以只有少数国家能够生产。

三、毕业设计（论文）研究方案及工作计划

1、研究方案（软硬件的设计方法：系统框图、各个软件部分的主要功能）

选用单片机AT89S51本设计的核心元件，利用单片机灵活的编程设计和丰富的IO端口，及其控制的准确性，实现基本的检测功能单片的外围电路外接输入

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键盘用于浓度标准值功能的控制，外接LCD1602显示器用于显示作用。

发光二极管采用集成驱动器LM3914。其内部有十个电压比较器可以控制十个发光二极管。相邻电压为0.12V。可以采用点状显示也可采用条状显示。

ADC0809为8路8位的A\D转换器具有起停控制端。转换时间为100us。输入电压为0-5V。供电电压为5V。三位数码显示具体数值。

传感器遇到酒精气体后，阻值发生变化，所要测得电压发生变化，在经过LM3914的放大比较，驱动相应的二极管发光，显示酒精浓度的高低。单片机不断采集ADC0809模数转换后变化电压，经数据处理交数码管处理。

结构方案图

传感器——信号调制——A\D—单片机

2、重点与难点(此部分要求条理清晰，分一，二，三 等小点描述清楚，以及解决途径)

本次设计的酒精测试仪系统的关键问题是：1.使用LCD显示器来显示酒精浓度和输入的相关信息。2.传感器电路的设计。首先设计一个基准电压2.5V,采用差动输入使得V输出=V酒精浓度-2.5V。从而使得传感器的输出范围符合AT89S51的范围。发光二极管点越亮，酒精浓度越高燃烧产生的电压值越大，超过设定值，电路报警。

3、工作计划

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四、主要参考文献:

【1】岳睿 .呼吸式酒精传感器的研究进展【J】.化学传感器，2006（3）：6-9。

【2】刘丰年.气体传感器测试系统【D】.硕士学位论文.吉林：哈尔滨理工大学，2003。

【3】何希才.传感器技术与应用【M】.北京：北京航空航天大学出版社，2005。

【4】张培仁.MCS-51单片机原理与应用【M】.北京：清华大学出版社，2003

【5】王幸之.AT89系列单片机原理与接口技术【M】.北京：北京航空航天大学出版社，2004。

【6】何立民.单片机高级教程应用与设计【M】.北京：北京航空航天大学出版社，2000.

【7】魏英智.DS18B20在温度控制中的应用.煤炭机械。2005（3）：92-93

【8】何希才《常用集成电路实用实例》 电子工业出版社，2007

【9】陈有卿《通用集成电路应用于实例分析》中国电力出版社，2007

【10】马中梅《单片机C语言程序设计》北京航空航天大学出版社，2007 外文文献

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中文译文

AT89CX051微控制器的模拟-数字变换器应用 Atmel AT89C1051和AT89C2051微控制器是具有低引脚数和宽工作电压范围的单片闪光器（Flash）和不可缺少的比较器。这篇应用手册描述了这两种低成本的数字化变换技术。它们被用于Atmel AT89C1051和AT89C2051微控制器的比较器中。 RC 模拟数字变换器

这种变换方法组成简单，但准确性下降和变换时间长。在下列提到的例子中，分辨率超过50毫伏，准确性低于0.1volt或是更少。变换时间为7毫秒或是更少 如图一所示，如果采用RC模拟数字转换方法只需要一个AT89CX051微控制器，两个电阻器和一个电容器。微控制器的输出（11脚）大约从零和VCC间变化。它交替为电容充放电。这个电容器与内部比较器的非反向输入相连（12脚）。微控制器计算电容器电压达到与内部变换比较器输入电压的时间。比较器电压要和未知输入电压相匹配（13脚）。未知电压是所测时间的函数。

在图一中HP5082-7300 LED 所显示不需要变化，但是要用软件来实现简单二进制电压作用。模数变换器在两个显示屏上显示伏特和0.1伏特。电压分辨率不利用RC转换软件的判别，它在提供调试工具的同时也给出了一个方法。

典型电容器充放电周期波形如图二所示。放电部分曲线和充电部分曲线相同，大约都在VC=VCC=2线上。除了已给出的说明的地方，放电部分周期运用了下面的方程和讨论：

下列指数方程中，电容器的电压是时间的函数：VC VCC(1 e t/RC) 其中VC是t时刻的电容器电压，VCC是给定电压，RC是电容器和电阻器值的乘积。电压单位为伏，时间单位为秒。电阻为欧姆，电容为法拉。乘积RC为时间恒量，影响网络的波形。当电容器充放电开始时波形最陡，并随时间变化。不能用浮点计算和超函数来求解指数方程是RC变换方法的首要问题。在一个压缩的时间范围里，指数曲线呈现远远超出其宽度的陡升趋势，近似为垂线。曲线在横向的持续变化超过了横向变化，产生了很大的误差。是这种方法失败的原因。而且它不能解决曲线在渐近线VCC附近剧烈震动的问题。如果每一次取样时间间隔里使用查表绘出计算初值，微型控制器不需要适时解决指数方程。这种方法在简化变换软件时，可以根据应用需要把数据编码和格式化。可能使数据对称以减小表的大小。

RC转换方法的第二个问题是方程各项值变化引起的固有误差。图三是电阻电容积值的变化导致电压变化的放大图。如图所示，随着电容电阻乘积中电压减小，电容电压随之减小。

电容器充放电周期的对称减小了电容电阻乘积值变化带来的影响，提高了变换准确性。这是通过周期充电部分的计算电压小于VCC/2而放电部分的计算电压大于VCC/2。误差在VCC/2达到最小。

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在RC被赋值之前，比较器输出采样时间间隔必须确定。采样间隔应尽可能小以缩短变换时间和增大变换分辨率。采样间隔受执行必要编码所需时间限制。编码时间由微控制器的时钟速度决定。在伏特计应用中，由于微控制器在12MHZ时钟下运行，每五微秒为一个采样间隔。

时间恒量RC影响着电容器充放电的波形。时间恒量必须选择合适的值以使波形最陡部分达到所需的分辨水平。充电部分的波形最陡出现在原点附近，而放电部分则出现在VCC附近。由于波形的对称，两个部分的波形可能用同一时间恒量来计算。

图四是电压和原点附近采样时间关系放大图。在图中， V是变换器达到所需分辨率的所需电压。 t是先前所定的采样间隔。曲线坐标VC表示电容电压，在曲线中呈直线。在图中，由于采样在电压间隔中心进行，所以曲线的斜面是理想的。实际可能要小一些。也有可能大。或者分辨率会减小。将采样时间间隔从原点偏移1/2t以后，其中心点对应第一次电压间隔采样点。

为了求得第一次采样所需斜面，要获得时间恒量的最小值，解方程一得RC RC t/ln(1 VC/VCC)

然后设 V为所需分辨率得最小值（0.05volt）,时间为先前确定的采样间隔（5毫秒）。在第一个采样点 V＝1/2计算RC。其中VC=1/2 V,t＝1/2 t

RminCmin( 1/2) t (1/2)(5 10 8) 4.99 10 4 ln[1 ( 1/2 V)/VCCIn[1 (1/2)(0.05)/VCC

R和C的乘积不能小于计算出的时间恒量最小值。

-4用带1％公差电阻和5％公差的电容：（Rnorm-1%）(Cnorm-5%)>4.99*10

在伏特计中，R和C的值选择分别为267欧姆和2毫微法。得到一个最小时间

-4 恒量大约5.02*10

另外一个约束条件是R的值。再提到图一，5.1欧上拉电阻连接微控制器的11脚。这个电阻是微控制器内部上拉。但是在电容器充放电周期的充电过程中对网络RC的时间恒量有决定性影响。它产生不对称的充放电波。能造成变换误差。为减小

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电容器充放电通道差异的影响，R的值应选得比上拉内阻值大得多。在伏特计应用中，R的值选择为267欧姆，此值远远大于上拉内阻。

时间恒量（RC）决定了电容器充放电周期的持续时间。它是所需变换分辨率的函数。电容器充放电所需时间越多，在计算周期所需的采样量越多，查找表个数越多。

电容器充放电所需的时间通过计算电容电压从渐近线上升到最小可晰电压间隔一半所需的时间来近似得到。波形的充电部分，渐近线在VCC。由于波形的对称，定值同时用在周期充电和放电部分。解方程1得到时间：t RC In(1 VC/VCC)

设VCC为0.05。所需电压为:VC=VCC-(1/2)(0.05)=VCC-0.025

tmax RmaxCmax In(1 (VCC 0.025)/VCC

由方程三: (Rnorm 1%)(Cnorm 5%)In(0.026/VCC)

(1.01)(267 103)(1.05)(2.10 9)In(0.025/5.0) 3ms

所需测量回路采样最小值通过计算电容器电压达到VCC/2得到，根据不同采样间隔划分。如果电容电压上升缓慢，而电容电阻值很大，时间常数用最大值计算。由于电容器充放电波形的对称，采样数将同时在周期的两个部分代入计算。

tmax RmaxCmax In(1 (1/2)VCC/VCC

从方程 3 (Rnorm 1%)(Cnorm 5%)In(1/2)

(1.01)(267 103)(1.05)(2.10 9)In(1/2)

393 s

半周期最小采样数为：tmax/ t (393 10)/(5 10) 79

为了提高准确性，在周期充电部分电压计算从0到VCC/2，而放电部分从VCC到1/2VCC。在表中总个数是先前每半周期计算采样数的二倍。

查表包含软件一个专门值。它和每次采样计算电压值相对应。对每半个周期，平台第N个值对应t＝（N－1) t时的电压。 t是先前确定的采样间隔。对充电半周期，通过求解方程一得到电容器开始充电起消耗时间，来求得每次采样的电压。对放电半周期，通过求解下列方程得到电容器开始放电起消耗时间，求得每次采样电压。VC VCC e t/RC 6 6

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放电半周期采样对应电压通过在方程4中用N t代替 tt计算。其中N表示采

-N(.0093633)样数，在充电半周期中也用同一个值。方程4变成：V=5*e

电容器充放电周期电压计算略表如下。

电压在前半周期中上升，在后半周期中下降。它变化轨迹决定了表数的排列。如表所示，每半周期的采样数大于所需中等大小值2.500v。它可以在每次半周期最后采样前实现比一般中间值更快的周期。在所需分辨率0.050v。记下N＝0，N＝1时采样计算电压的差值。但是临近采样的电压随着N的递增而下降。在一个周期中。电压和时间表现非线性关系。

表中所列计算电压没有加入查找表。但用来确定表数。在伏特计应用中，计算电压在0.1伏周围，结果储存在packed-BCD式的表中，两个数字一比特。

例子：对应2.523伏的表中十六进制的25，显示2.5v

伏特计原件的精度是+/-1（0.1v）但即使使用精密元件，通过RC模拟－数字变换方法无法到达这个精度。不同的元件值可能造成+/-0.104伏的误差，如下所示，

计算最坏情况下误差VC＝2.5v。首先用方程3确定与r和c一般值对应的t

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结果显示在2.5v处0.208v的变化。或是+/-0.104v的最坏误差。最差的变换误差可以通过用较小公差元件来进一步减小。变换准确性和线性受电容器特性的影响。伏特计元件中使用的电容器是聚苯乙烯薄膜，虽然准确性不好，但因隔绝了吸收和其他影响而减小了误差。

没有被测试的误差源包括：比较器的局限性，充放电周期的不对称性，电容器电压达不到起点或是VCC,VCC的变化。这些因素造成的变换误差比单独的元件误差值大。

连续近似模数变换

这种转换方法虽然增加元件数但提高了分辨率和准确性。并缩短了转换时间。 连续近似（sa）ADCs结合一个数字模拟转换器，一个比较器和一个连续近似电阻（SAR）当反馈DAC 时，SAR通过执行二进制代码的搜索，将产生与电压相配的输出。比较器比较DAC未知电压和输出，并返回SAR的结果。

SAR开始搜索控制最宽输出变化最主要的DACbit，由于DAC输出在未知值下为零输入SAR在最小主要位周围移动。

实验结果为未知值对应二进制编码。在一个8位的转换器中，要八次反复才能

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找到正确的二进制编码。得到相关的快速变换。

在这个应用中，一个带积分模拟比较器AT89CX051微控制器执行软件中SAR功能。减少元件数。软件DAC的选择是一个MC1408-8,8位，低消耗的电流输出类型。7和6比特型相对来说适合于MC1407和MC1408-6。MC1408连续在1.992毫安下+/-1/2LSB，25度全输出电流范围确保准确。MC1408-8的准确性超过0.19％，保证了八位的单一性和线性。DAC输出设定时间为300十亿分之一秒

DAC包含二进制加权，用的二进制代码检测输入电流的电流导引开关。 输入电流由LM336-2. 5精密电压参考源和一台连续电阻器得到。 按比例绘制的当前输出变为一操作放大器电压，作为一电流对电压( I/ V)变换器。LF355B选做电流电压变化器。 因为变换器有低的输入补偿电压和高的输出旋转比率， 电流电压变换器的输出被送入AT89CX051 比较器，和未知的电压比较。 当被编译电压超过未知的电压时，比较器的输出变大，这被软件检测。 第2个在一个非反向运算放大器，统一获得缓冲区可能被在未知的电压源和提供间隔的AT89CX051 比较器输入之间插入一个统一缓冲区。 LM336-2.5 参考提供名义上的2.490伏特的输出(Vref)。 实际电压可能从2.390伏特变化到2.590伏特。在LM336-2. 5数据表里表明的方法使基准电压和温度系数相平衡。 连接DAC的14脚的当前参考电阻器(Rref) 的额定值是1240欧姆， 产生一个2.490 V / 1240欧姆(Vref/Rref)= 2.008 milliamps的参考电流(Iref)。 在DACscales lref用8比特从0/256到255/256二进制编码，输出结果从零到(Io)(Iref 0/256)到2.000 mA(Iref 255/256)。 记下到DAC输出电流的信号是和参考(输入)电流的信号相对。 输出电压由DAC输出电流( Io)以i/ V变换器的值得乘积来确定。 表面 输出电压是2.000 mA.2500欧(Io F. S;Ro)= 5.000伏。

电路不提供补偿调整。由于LF355B运算放大器振幅有较低偏移电压，所以偏移电压不需要调整。如果偏移电压要调整， 增加补偿在LF355B数据表内加入了电路偏移修正。随着I/V变换器获得电阻器值的改变，结果可能变化。 电阻器连接非反向运算放大器的输入应该具有相同值以作为获得电阻器与输入偏移电流平衡。 1240欧电阻器连接 DAC的脚15 ，2500欧电阻器和运算放大器脚3 连接可能相抵消，性能稍微下降。 MC1408-8DAC需要提供+5.0- 5.0的电源； 选择±5.0伏使功耗减到最小。 LF355B运算放大器需要提供±5. 0伏和±15伏双极的电源。为与DAC兼容选择-0.5v为负极，也可根据需要用-15v代替。正极电源可选择+15v，这样可限制运算放大器输出的抖动，达到比较器输出限制5v以上。

A到D变换的速度受DAC输出设定时间，运算放大器的旋转速度和设定时间，比较器响应时间和旋转速度和执行连续近似算法所需时间的限制。DAC输出设定时间和比较器执行SA算法所需的响应时间是可以忽略的。从输入到运算放大器最大电压是5 伏， 需要一微秒旋转时间和( 看LF355B数据表)4 微秒的停滞时间。 这种延迟在软件里适用； 参考附加信息的目录。 一台12 MHz 处理器时钟和一微秒指令周期的输出结果，8 位的变换可以在被300微秒内进行。 未知输入电压在变化时必须保持不变的量。 这里提出的逐步近似法模数转换器的明显缺陷是需要双极的电源和大量微控制器I/O 脚来控制DAC。 +15伏特电源可能通过一个带单独的电源的LF355B运算放大器代替，单独的电压源为5v，作用和在标记摆动的输出等同。控制DAC的微控制器I/O脚的数量可以通过用7或6位的DAC代替来减少。 并行输入DAC可被连续的DAC输入替换(更昂贵)。 交替，逻辑交替的加入以接收微控制器的连续数据和DAC当前并行数据。 这应用软件可能从Atmel的BBS 下载获得： (408)436-4309. 请在源代码文件的开始时参见意见块以获得关于特征和操作的详

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细资料。

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附录2 外文文献

Analog-to-Digital Conversion Utilizing the

AT89CX051 Microcontrollers

The Atmel AT89C1051 and AT89C2051.microcontrollers feature on-chip Flash,low pin count, wide operating voltage,range and an integral analog comparator.This application note describes two low-cost analog-to-digital conversiontechniques which utilize the analog comparato r in the AT89C1051 and AT89C2051 microcontrollers.

RC Analog-to-Digital Converter

This conversion method offers. An extremely low component count at the expense of accuracy and conversion time. In the example presented below,resolution is better than 50 millivolts, accuracy is somewhat less than a tenth of a Volt and conversion time is seven milliseconds or less.

As shown in Figure 1, the RC analog-todigital. conversion method requires only two resistors and a capacitor in addition to the AT89CX051 microcontroller. A microcontroller output (pin 11), which swings from approximately ground to VCC, alternately charges and discharges the capacitor connected to the

non-inverting input of the internal comparator (pin 12). The microcontroller measures the time required for the voltage on the capacitor to match the unknown voltage applied to the inverting input of the internal comparator (pin 13).The unknown voltage is a function of the measured time.

The HP5082-7300 LED displays shown in Figure 1 are not required for the conversion, but are utilized by the software to implement a simple two-digit voltmeter.The result of the analog-to-digital conversion is displayed in volts and tenths of a volt on the two displays. The voltmeter application does not utilize the full resolution of the RC conversion software,but serves to demonstrate the method as well as providing a tool for debug.

The waveformfor a typical capacitor charge/discharge cycle is shown in Figure2. The discharge portion of the curve is identical to the charge portion rotated about the line VC = VCC/2. The equations and discussion below apply to the charge portion of the cycle, except where indicated.

The voltage on the capacitoras a function of time is given by the exponential equation:

VC = VCC (1-e -t/RC) (1)

where VC is the voltage on the capacitor at time t, VCC is the supply voltage and RC is the product of the values of the resistor and capacitor. Note that voltage is expressed in Volts, time in seconds, resistance in Ohms and capacitance in Farads. The product RC is also known as the “time constant” of the network and affects the shape of the waveform. The waveform is steepest when capacitor charging or

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discharging begins and flattens with time.

The first problem with the RC conversion method is the difficulty of solving the exponential equation without utilizing floating point calculations and

transcendental functions. On a compressed time scale, the exponential curve appears straight over much of its length, suggesting that it might be approximated by a line. This scheme fails due to the continuous variation in slope over the length of the curve, which produces significant error. It also does not address the problemwhere the curve rolls off severely near the asymptote at VCC.

The microcontroller need not solve the exponential equation in real time if a lookup table is used to map pre-calculated values to each sampled time interval. This scheme allows the data to be encoded and formatted as required by the application while simplifying the conversion software. Symmetries in the data may be exploited to reduce the size of the table.

The second problem with the RC conversion method is the substantial error which results from variations in component values. Figure 3 shows an exaggerated view of the variation in the voltage on the capacitor due to variations in the values of the resistor and capacitor. As shown in the figure, the variation in the voltage on the capacitor decreases as the voltage on the capacitor decreases.

The symmetry of the capacitor charge/discharge cycle can be exploited to reduce the effect of variations in component values on conversion accuracy. This is done by utilizing the charge portion of the cycle to measure voltages less than VCC/2 and the discharge portion to measure voltages greater than VCC/2. The worst case error is reduced to the error at VCC/2.

Before component values can be assigned, the time interval at which the

comparator output is to be sampled must be determined. The sample interval should be as short as possible to maximize converter resolution and minimize conversion

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time. The sample interval is limited by the time required to execute the requisite code, which is determined by the clock rate of the microcontroller. In the voltmeter application, the microcontroller operates with a 12-MHz clock, resulting in a sample interval of five microseconds.

The time constant (RC) affects the shape of the capacitor charge/discharge waveform. The value of the time constant must be chosen so that the steepest parts of the waveform are resolvable to the desired resolution. The steepest part of the charge portion of the waveform occurs near the origin, while the steepest part of the discharge portion occurs near VCC. Due to the symmetry of the waveform, the same time constant may be used for measurements made on either portion of the waveform.

Figure 4 shows an expanded view of the relationship between voltage and sample time near the origin. In the figure, V is the desired voltage resolution of the converter and t is the sample interval determined previously. The curve labeled ’VC’ represents the voltage on the capacitor,

which appears linear at this scale. In the figure, the slope of the curve is ideal, causing sampling to occur near the center of the voltage intervals. The slope of the curve may be less than shown, but may not be greater, or resolution will be lost. Note that the first sample is offset from the origin by1/2 tto center the sample in the first voltage interval. To obtain the minimum value of the time constant which will produce the required slope at the first sample, solve Equation 1 for RC: RC = -t/1n(1-VC/VCC) (2)

Then set V to the minimum desired resolution (0.05-volt), t to the sample interval determined previously (five microseconds), and calculate RC at the first sample point, where

VC = 1/2 V and t = 1/2 t:

RminCmin( 1/2) t (1/2)(5 10 8) 4.99 10 4 ln[1 ( 1/2 V)/VCCIn[1 (1/2)(0.05)/VCC

The product of the values of R and C must not be less than the calculated minimum time constant. Utilizing a resistor with a one percent tolerance and a capacitor with a five percent tolerance

-4 （Rnorm-1%）(Cnorm-5%)>4.99*10

In the voltmeter application, the selected values of R and C are 267 kilohms and 2 nanofarads, respectively, yielding a minimum time constant of approximately 5.02 10-4. An additional constraint is placed on the value of R. Referring again to Figure 1, note the 5.1 kilohm pullup resistor

connected to pin 11 of the microcontroller. This resistor is present to supplement the microcontroller’s weak internal pullup, but has the detrimental effect of changing the time constant of the RC network during the charge portion of the capacitor charge/discharge cycle. This produces an asymmetry in the

charge/discharge waveform, which contributes to conversion error. To minimize the effect of differences in the capacitor charge and discharge paths, the value of R should be chosen to be much greater than the value of the pullup resistor. In the voltmeter application, the selected value of R is 267 kilohms, which exceeds the

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value of the pullup resistor by more than an order of magnitude.

The time constant (RC), which is a function of the desired converter resolution, determines the duration of the capacitorcharge/discharge cycle. The more time required for the capacitor to charge and discharge, the greater the number of samples required in the measurement loop and the greater the number of entries in the lookup table.

Figure 2. Typical Capacitor Charge/DIscharge Cycle

Figure 3.

Capacitor Voltage Variation as a Function of RC Variation

Cto the symmetry of the capacitor charge/discharge waveform, the determined sample count may be used for measurements made during either portion of the cycle. From Equation 3:

tmax = -RmaxCmax ln(1-(1/2)VCC/VCC)

= -(Rnom+1%)(Cnom+5%)ln(1/2)

= -(1.01)(267 103)(1.05)(2 10-9)ln(1/2)

393 s.

The minimum number of samples for half the cycle is:

tmax/ t = (393 10-6)/(5 10-6) = 79

To maximize accuracy, voltages from zero to VCC/2 are measured during the charge portion of the capacitor charge/discharge cycle and voltages from VCC to VCC/2 are measured during the discharge portion of the cycle. As a result, the total number of entries in the table is twice the number of samples calculated previously for each half cycle. The lookup table contains application-specific values

corresponding to the calculated voltage at each sample. For each half cycle, the Nth entry in the table corresponds to the voltage at t = (N-1) t, where t is the sample interval determined previously. For the charge half cycle, the voltage at each sample is calculated by solving Equation 1 for the time elapsed since the capacitor began to charge. For the discharge half cycle, the voltage at each sample is calculated by solving the following equation for the time elapsed since the capacitor began to discharge:

VC = VCC e-t/RC (4)

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The size and contents of the table may vary from application to application depending on the sample interval and conversion resolution. As the resolution increases, the number of entries in the table grows.

In the voltmeter application, with resolution equal to 0.05 Volt, the lookup table contains 158 entries, which is twice the number of samples per half cycle calculated above.

Voltages corresponding to samples taken during the charge half cycle are calculated by replacing ’t’ with ’N t’ in Equation 1, where N represents the sample number (0-78). By setting t equal to the sample interval of 5 microseconds, R to 267 kilohms, C to 2 nanofarads, and VCC to 5.00-volts, Equation 1 becomes: V = 5(1-e-N (.0093633))

Voltages corresponding to samples taken during the discharge half cycle are

calculated by replacing ’t’ with ’N t’ in Equation 4, where N represents the sample number (0-78). Using the same values as for the charge half cycle, Equation 4 becomes:

V = 5 e-N(.0093633))

An abbreviated list of the voltages calculated for the capacitor charge/discharge cycle is shown below. The ordering of the voltages, increasing in the first half, decreasing in the second, tracks the voltage on the capacitor and defines the ordering of the table entries.

N = 0 V= 0.000

N = 1 V= 0.047

. .

. .

. .

N = 74 V= 2.499

N = 75 V= 2.523

N = 76 V= 2.546

N = 77 V= 2.569

N = 78 V= 2.591

N = 0 V= 5.000

N = 1 V= 4.953