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电视机反激式开关电源中的准谐振变换设计

发布时间：2024-11-12 来源：未知

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关于准谐振变换设计

２００６年１０月

ＪｏｕｍａｌＯｆＺｈｅｊｉａｎｇＢｕｓｉｎｅｓｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＩｎｓｔｉｔｕｔｅ

Ｖｏｌ．５Ｎｏ．４Ｏｃｔ．２００６

电视机反激式开关电源中的准谐振变换设计

李雄杰

叶建波

（浙江工商职业技术学院机电工程系，浙江宁波３１５０１２）

【摘

要】基于反激式开关电源准谐振变换器的工作原理，本文讨论了一种确定电源主要设计参数的实用方法，

介绍了在电视机反激式开关电源中实现准谐振变换的集成电路设计方法，给出了准谐振变换的分立元件设计方法。

【关键词】电视机；开关电源；准谐振；反激式变换器【中图分类号】ＴＮ８６

【文献标识码】Ａ

【文章编号】（２００６）０４－００３４－０４１６７１－９５６５

ＤｅｓｉｇｎｏｆＱｕａｓｉ－ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒｆｏｒＴＶＦｌｙｂａｃｋＰｏｗｅｒＳｗｉｔｃｈ

ＬＩＸｉｏｎｇ－ｊｉｅＹＥＪｉａｎ－ｂｏ

（ＺｈｅｊｉａｎｇＢｕｓｉｎｅｓｓＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＩｎｓｔｉｔｕｔｅ，Ｎｉｎｇｂｏ３１５０１２，Ｃｈｉｎａ）

Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒ，Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｏｐｅｒａｔｉｏｎｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｅｒｆｏｒｆｌｙｂａｃｋｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈ，ｔｈｅｐｒａｃｔｉｃａｌｍｅｔｈｏｄｏｆｅｓｔａｂｌｉｓｈｉｎｇｔｈｅｍａｉｎｄｅｓｉｇｎｐａｒａｍｅｔｅｒｉｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄ，ｔｈｅｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔｓｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｏｆｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｆｏｒＴＶｆｌｙｂａｃｋｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈｉｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ａｎｄｔｈｅｄｉｓｃｒｅｔｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｄｅｓｉｇｎｍｅｔｈｏｄｏｆｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔｃｏｎｖｅｒｔｉｓｇｉｖｅｎ．

Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＴＶ；ｐｏｗｅｒｓｗｉｔｃｈ；ｑｕａｓｉ－ｒｅｓｏｎａｎｔ；ｆｌｙｂａｃｋｃｏｎｖｅｒｔｅｒ

开关电源自问世以来，在电视机中的应用是最成功的一个范例。单管反激式（Ｆｌｙｂａｃｋ）开关电源由于电路简洁、易于实现多路输出等优点，更被电视机厂家广泛采用。但是，目前电视机反激式开关电源中的开关管均工作在硬开关（Ｈａｒｄ所谓硬开关是指开关管开通时，开关管的电流ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）模式。

上升和电压下降同时进行；开关管关断时，电压上升和电流下降也同时进行。电压、电流波形的交叠产生了较大开关损耗。为提高开关电源的效率，就必须减小开关管的开关损耗，也就是要求开关管工作在软开关（Ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）模式。所谓软开关（称是指在开关管的关断或开通瞬间，使开关管的管压降为零零电压开关）或使开关管的电流为零（称零电流开关）。

在软开关技术中，有全谐振、准谐振、多谐振等变换形式。所谓谐振变换就是利用电感和电容的谐振，对开关管的电压、电流的波形进行整形，使开关管在管压降为零或电流为零时关断或开通。全谐振变换对负载的变化很敏感，通常在桥式开关电源中应用。多谐振变换需要采用频率调制方法，通常在串联型开关电源中应用。准谐振变换简单实用，容易与单管反激式开关电源结合在一起，可实现开关管的零电

压开通，从而提高了效率、减少了ＥＭＩ噪声。本文将从工作原理入手，阐述反激式开关电源准谐振变换的设计方法。

１反激式开关电源准谐振变换器的工作原理１．１反激式变换器的基本电路

图１所示为反激式变换器的基本电路，它由ＭＯＳ开关管开关变压器Ｔ、整流二极管Ｄ、滤波电容Ｃｏ、缓冲电容ＣＤ等Ｖ、

组成，ＣＤ又是谐振电容。输入电压Ｕｉ经变压器初级绕组加到开关管的漏极，开关管在ｕＧ脉冲的驱动下工作在开关状态。

图１反激式开关电源基本电路

１．２准谐振变换工作原理

为清楚地说明准谐振变换工作原理，将图１电路等效为图２电路。图２中开关管Ｖ和二极管Ｄ均设定为理想器

【收稿日期】２００６－１０－１０

【作者简介】李雄杰（１９５６－），男，浙江台州人，浙江工商职业技术学院机电工程系副教授，主要从事电子、电视技术教学方面研究；

叶建波（１９６３－），男，浙江宁波人，浙江工商职业技术学院机电工程系工程师，主要从事电视技术教学方面研究。

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关于准谐振变换设计

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李雄杰叶建波：电视机反激式开关电源中的准谐振变换设计

（３）去磁时段：ｔ２～ｔ３

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件，变压器次级侧变换为初级侧且变压器用一个电感Ｌｐ代替，ＣＤ包括场效应管输出电容及变压器绕组分布电容，

在去磁时段中，二极管Ｄ开始导通，电流ｉＬ给输出端电容Ｃｏ充电，产生ｎＵｏ电压。换句话说，磁场能量转化为Ｃｏ中的电场能量，即变压器将去磁（Ｄｅｍａｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎ）。在去磁时段，电流线性减小，电流变化率为：

ｎ＝ＮＰ／ＮＳ为变压器匝数比。

（４）

在去磁时段，开关管漏极（ＣＤ两端）电压ｕＤ为Ｕｉ＋ｎＵｏ。当电流ｉＬ降为０时，去磁时段结束，谐振时段开始。去磁时间ｔＤ为：

图２

等效电路

（５）

（４）谐振时段：ｔ３～ｔ４

在ｔ３时刻开始，存储于电容器ＣＤ的能量将与电感Ｌｐ谐振，其电压和电流的波形为正弦波。ｕＤ电压为：

（６）

式中

。当经过半个周期的谐振，即

时，开关管漏极电压将从Ｕｉ＋ｎＵｏ

下将到Ｕｉ－ｎＵｏ，即漏极电压降到了谷点（Ｖａｌｌｅｙ）。随后，开关

图３

工作波形

管重新开通，进入下一个工作周期。谐振时间ｔＲ为：

准谐振变换的工作波形如图３所示，在准谐振变换中，每个周期ＴＳ可分为４个不同的时间段，各时间段分析如下：

（１）磁化时段：ｔ０～ｔ１

在磁化时段开始时，ＭＯＳ开关管导通，Ｕｉ加到Ｌｐ两端，电流ｉＬ线性增大，电流变化率为：

一时段的能量变换，没有全程参与，故称为准谐振变换。

对于传统的反激式变换器，开关管在去磁时段没有结束时就开通，也就是反激式变换器没有工作在准谐振方式，

（７）

从以上四个时段的分析可知，谐振元件Ｌｐ、ＣＤ仅参与某

（１）

能量被存储在初级电感中（称磁化Ｍａｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎ），开关管漏极电压

而是工作在硬开通方式，开通时刻开关管的漏极电压为

Ｕｉ＋ｎＵｏ，开通损耗为最大。要使反激式变换器工作在准谐振

零电压开通方式，关键是要设计一个去磁检测控制电路，即当电源去磁时段没有结束时阻止开关管开通，并使开关管在去磁时段结束且经过半个周期的谐振（开关管漏极电压降到谷点）时开通，那么就可以实现开关管的低电压开通（或零电

ｕＤ＝０Ｖ，ＣＤ端电压也为０Ｖ，此时整流二极管Ｄ截

止。在ｔ＝ｔ１时，电流ｉＬ线性增大至ＩＰ，ＭＯＳ开关管被关断，磁化时段结束，变换时段开始。磁化时间ｔＭ为：

（２）

（２）变换时段：ｔ１～ｔ２

在变换时段开始时，开关管电流迅速减至零，ＣＤ被充电，即开关变压器初级电流由开关管向电容器ＣＤ转移。随着

压开通），这必将减少开通损耗，降低ＥＭＩ噪声，电源效率可提高到９０％以上。

２主要设计参数的确定

设计反激式变换器，通常需要确定ｆ（Ｉ（Ｓ工作频率）、Ｐ初级绕组最大电流）、Ｌ（ｎＵ（Ｐ初级绕组电感量）、ｏ次级折射到初级的电压，即匝数比ｎ）。对于工作频率恒定的反激式变换器，以上参数可以通过输入输出指标以及选用的相关元器件等信息来确定，这个过程比较简单。在准谐振工作模式下，工作频率ｆＳ是变化的，ＩＰ和ＬＰ难以确定，整个设计似乎是无从下手，这正是本文所要解决的问题。

根据对准谐振变换工作原理的分析可知，准谐振电源的工作周期ＴＳ为磁化时间ｔＭ、变换时间ｔＣ、去磁时间ｔＤ及谐

ＣＤ的充电，开关管漏极电压ｕＤ从０Ｖ上升到Ｕｉ＋ｎＵ（ｏｎＵｏ为输

出电压Ｕｏ反射到变压器初级的电压值）。由于ＣＤ两端电压不能突变，使开关管在关断起始时的漏、源电压接近于零，实现了“零电压”关断。由于变换时段开关管漏极电压上升斜率为

ＩＰ／ＣＤ，则变换时间ｔＣ为：

（３）

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振时间ｔＲ之和，根据式（２）、式（３）、式（５）及式（７）可得：

浙江工商职业技术学院学报

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（１６）

（８）

其中，ＩＰ为初级绕组峰值电流，ＬＬＥＡＫ为初级绕组的漏感。整理式（１６）得：

通常变换时间ｔＣ约为工作周期的１／２０左右，若变换时间ｔＣ忽略不计，则工作周期ＴＳ为：

（１７）

（９）

工程中常取ＬＬＥＡＫ＝０．２ＬＰ，将其代入式（１７）可得：

准谐振反激式变换器的工作频率为：

（１８）

（１０）

对于反激式变换器，功率计算公式为：

另外，再对式（１１）进行整理可得：

（１９）

（１１）

式中，Ｐｉ为输入功率，Ｐｏ为输出功率，η为变换器的效率。对（１１）式进行整理可得初级绕组电感量为：

将式（１９）代入式（１８）可得：

（２０）

按照（２０）式得出的ＣＤ，在较大输出功率（例如大于６０Ｗ）的情况下，计算值可能偏大。当然，较大的ＣＤ值可以很好地抑制开关管漏极的尖峰电压，但是ＣＤ值过大，会使开关管在导通瞬间流过很大的尖峰电流，这个尖峰电流一方面会增加

（１２）

将式（１２）代入式（１０）可得初级绕组最大电流为：

（１３）

式（１３）中，Ｐｏ和Ｕｉ是已知量，可由设计要求确定，效率

损耗，另一方面会形成ＥＭＩ噪声，严重时甚至会引起控制芯片的误动作，影响系统的正常工作。可采取折衷的方法，减小

η的经验值是０．８～０．９，对高电压输出取０．８５～０．９，对低电

压输出取０．８～０．８５。这样，对于式（１３），要想解出ＩＰ的值，还必须确定ｎＵｏ、ＣＤ、ｆＳ三个未知量，下面逐一进行分析。

ＣＤ的取值（一般可取１００ｐＦ－２２００ｐＦ之间的值），同时使用

这样做既可以减ＲＣＤ箝位电路来抑制开关管上的尖峰电压。

少开关管漏极分布电容的离散性对系统设计的影响，又可以避免产生过大的尖峰电流。

（１）ｎＵｏ的确定

ｎＵｏ是次级到初级的折射电压，在传统的反激式变换器

中，它的取值与开关管的漏极击穿电压ＵＤＳＳ、最大输入直流电压Ｕｉｍａｘ等参数有关。根据图３中的ｕＤ波形可知，在去磁时段，ｎＵｏ太大易使开关管击穿。因此，为防止开关管击穿损坏，可按式（１４）确定ｎＵｏ的大小：

（３）ｆＳ的确定

对式（２）进行整理得ＩＰＬＰ＝ｔＭＵｉ，代入式（１１）得：

（２１）

式中δ＝ｔＭ／ＴＳ为占空比。式（２１）表明，改变开关管工作的占空比δ，可改变输出功率。再对式（２１）进行整理可得：

（１４）

式中，△Ｕ为初级绕组的漏感ＬＬＥＡＫ与开关管的漏极电（见图３波形），经验取值为０．２ＵＤＳＳ，容ＣＤ形成的尖峰电压则式（１４）变为：

（２２）

从式（２２）可知，准谐振反激式变换器的工作频率是变化的，工作频率随输入电压Ｕｉ和输出功率Ｐｏ的改变而改变。当输出功率增加时，必须在变压器存储更多的能量，这导致了更长的磁化时间和去磁时间，则会降低频率。工作频率也与输入电压Ｕｉ有关，Ｕｉ越高，根据式（２）获得所需ＩＰ的磁化时间频率—输出功率特ｔＭ越短，则周期ＴＳ也将缩短，频率ｆＳ增大。

性如图４所示，最低频率ｆｍｉｎ发生在最小输入电压Ｕｉｍｉｎ和最大输出功率Ｐｏｍａｘ的情况下。

图４

频率—输出功率特性

（１５）

在准谐振模式下，式（１５）也应得到满足。稍有不同的是，在准谐振模式下，由图３中的ｕＤ波形可知，为了使开关管在低电压下开通，ｎＵｏ总是希望取得大一些，并尽量接近于Ｕｉ值。如果ｎＵｏ＝Ｕｉ，则可以实现零电压开通，从而使开通损耗降为零。因此，ｎＵｏ确定原则是，在满足式（１５）的前提下，使开关管的开通损耗为最小。

（２）ＣＤ的确定

ＣＤ是开关管漏极对地的电容，属于谐振电容。它与初级

绕组的电感ＬＰ形成第一个谐振回路，从而决定着谐振时间

ｔＲ。另外，ＣＤ与初级绕组的漏感ＬＬＥＡＫ形成第二个谐振回路，这

将在开关管关断时产生尖峰电压△Ｕ，尖峰电压△Ｕ过大易使开关管击穿损坏。要求尖峰电压△Ｕ不超过０．２ＵＤＳＳ，则ＣＤ可由（１６）式来确定：

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李雄杰叶建波：电视机反激式开关电源中的准谐振变换设计

Ｖｏｌ．５Ｎｏ．４Ｏｃｔ．２００６

在设计时，应该以最低的工作频率来确定其它相关参数。ｆＳ的确定须从两方面考虑，一方面为了采用较小尺寸的开关变压器，以实现反激式变换器的小型化，必须提高ｆＳ；另一方面为了降低开关损耗以及减少ＥＭＩ噪声，ｆＳ应取得低些，但最低频率必须高于音频的上限（２０ＫＨｚ）。折衷考虑，通常取

管在何时开通，由⑧脚电压何时低于ＶＴＨ１（０．７５Ｖ）来决定。所以，当去磁时段结束后，Ｃ１经Ｒ２放电，⑧脚电压随着Ｃ１放电呈指数规律下降，当⑧脚下降到ＶＴＨ１时，此时开关管集电极电压也刚好下降到最低点，开关管才由关断转为开通，于是实现了准谐振变换。

ｆＳ的范围是２５ＫＨｚ－５０ＫＨｚ。

至此，三个未知量ｎＵｏ、ＣＤ、ｆＳ都得到了确定，将它们代入

（１３）式，就可得出初级绕组最大峰值电流Ｉｐ，再将Ｉｐ代入（１２）

式，就可得出初级绕组电感量Ｌｐ。确定了这些关键参数，下一步就可以设计变压器、输入回路、输出回路、反馈电路和保护电路等，这些设计过程与传统的反激式变换器的设计过程相同，这里就不再论述。

３准谐振控制的设计

要使反激式变换器工作在准谐振零电压开通方式，除按上述选择设计参数外，关键是要设计一个去磁检测控制电路，即当电源去磁时段没有结束时阻止开关管重新导通，而且通过适当延时，使开关管在去磁时段结束且经过半个周期的谐振（开关管漏极电压降到谷点）时开通。

图６由ＳＴＲ６７０９组成的准谐振控制电路

Ｃ１、Ｒ１及Ｒ２参数选择关系到准谐振变换的准确控制，参

考值为：Ｃ１为１５００ｐＦ，Ｒ１为２．２ｋΩ，Ｒ２为１．２ｋΩ。

有关波形如图７所示，其中图（ａ）是ＳＴＲ６７０９①脚电压波形。图（ｂ）为ＳＴＲ６７０９⑧脚去磁检测电压波形。

３．１准谐振控制的分立元件设计

分立元件准谐振控制可按图５设计。由ＶＴ１、Ｔ、ＶＤ１等组成反激式开关电源，ＣＤ是准谐振电容，准谐振控制由Ｎｄ、

ＶＤ２、Ｃ１、Ｒ１、Ｒ２及ＶＴ２组成。Ｎｄ为去磁检测绕组，在开关管去

磁时段，Ｎｄ对地正电势经ＶＤ２整流给Ｃ１充电，Ｃ１所充电压使

ＶＴ２导通，ＶＴ２的导通阻止了开关管ＶＴ１的开通。当去磁时段

结束谐振时段开始时，Ｃ１所充电压将维持ＶＴ２导通一段时间，若能将ＶＴ２的导通刚好维持半个谐振周期，则实现了当开关管集电极电压降到谷点时开通，从而实现了准谐振控制。

图７

ＳＴＲ６７０９准谐振控制电压波形

４小结

我国电视机社会拥有量近几亿台，提高电视机电源的效率意义重大。若将软开关技术引入到电视机的开关电源中，则电源效率可提高到９０％以上。在反激式开关电源中引入准谐振技术是切实可行的，它不但实现了开关管的零电压开通，提高了效率、减少了ＥＭＩ噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。准谐振反激式变换器的设计具有其自身的特殊性，它的关键参数的确定不但需要理论等式的计算，还需要实践经验的分析与假定，当然也需要结合实际电路的波形对参数进行恰当的调整。实现准谐振控制的关键是使开关管在去磁时段结束后且经过半个周期的谐振时开通，这种控制的设计可采用分立元件或专用芯片方法。

【参考文献】

Ｃ１、Ｒ１及Ｒ２参数选择关系到准谐振变换的准确控制，参

考值为：Ｃ１为１０００ｐＦ，Ｒ１为１ｋΩ，Ｒ２为５６０Ω。

图５分立元件准谐振控制电路

３．２准谐振控制的集成电路设计

具有去磁检测控制的开关电源控制芯片，结合适当延时，均可以实现开关电源的准谐振控制。对于单管反激式开关电源，可选用ＴＥＡ１５０７、ＳＴＲ６７０９、ＮＣＰ１２０７等芯片。

图６为由ＳＴＲ６７０９组成的准谐振控制电路，由

出版社，２０００．

［１］阮新波，严仰光．直流开关电源的软开关技术［Ｍ］．北京：科学［２］汪洋，林海青，常越．反激式准谐振开关电源工作频率确定及

电源研制［Ｊ］．电力电子技术，２００５，（３）．

ＳＴＲ６７０９内部开关管ＶＴ、Ｔ、ＶＤ１等组成反激式开关电源，ＣＤ

是准谐振电容。准谐振控制由Ｎｄ、ＶＤ２、Ｃ１、Ｒ１、Ｒ２及ＳＴＲ６７０９