具有稳定工作状态的无线接收用超再生振荡器(3)

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半 导 体 学 报第29

卷

图5 环路的闭环离散模型

Fig.5 Discretemodelofclosedloop

vin经过确定函数关系转换后得到的 V与第k-1个抽样点的输出电压之和.实际上,第k-1个抽样点的vin就是第k-1个抽样点的vout,因此,环路的闭环特性为

vout(k)=vout(k-1)+f2(vout(k-1))(8)环路的闭环离散模型如图5所示.

通过迭代运算,(8)式如果能够在任意初始状态下实现收敛,则环路是稳定的.利用(8)式,可以进行以环路中某个参数为变量的迭代运算,确定环路稳定时该参数的取值范围.这种数值迭代运算可以避免系统高低频混合Spice仿真所需要的大量资源和时间,缩短设计周期.采用一阶低通滤波器,利用Matlab对上述模型进行了验证,结果表明环路的稳定性与熄灭周期、LC谐振回路品质因数、振荡器电流源跨导、电荷泵充放电电流、滤波器电容大小等都有关系,对稳定性影响最明显的是滤波电容和电荷泵充放电电流的值.固定电荷泵充放电电流分别为3和30 A,滤波电容取最小值1 4nF时,Matlab得到的环路控制电压vGS和振荡器起振时间 的收敛情况分别如图6(a)和(b)所示.

通过仿真结果可以看到,在参数选择合适的情况下,环路的控制电压和振荡器的起振时间是收敛的,即环路是稳定的.

图7 超再生振荡器

Fig.7 Super regenerativeoscillator

4 电路设计

4 1 超再生振荡器

环路中采用的超再生振荡器为共源共栅结构,如图

7所示.该振荡器对输入信号具有放大功能,由图中差

分对M1和M2实现,差模跨导增益为M1和M2的等效跨导.基于pMOS交叉耦合差分对的振荡器结构,避免了采用nMOS交叉耦合差分对时所需要的双电感问题.

pMOS交叉耦合差分对产生的负阻为

Ra=-2/gm(9)

其中 gm主要由pMOS特性和电流源决定,电流源由环路控制.若LC谐振回路中等效损耗电阻为R0,只要满足R0%|Ra|,则振荡器可以起振.

振荡器的熄灭由外部熄灭信号控制pMOS开关实现.当开关导通时,相当于LC回路中并联了一个低阻抗,回路损耗急剧增加,无法继续维持振荡平衡,振荡被熄灭.当开关关断时,开关本身呈高阻,不影响LC回路的起振,但在振荡周期内是否能够起振,由熄灭信号周期和电流源共同决定.

由M3和M4构成的共栅级具有低输入阻抗和高输出阻抗特性,可以将由输入信号产生的电流更加有效地注入到LC谐振回路中,同时增强振荡器的反向隔离,减小本振泄露.4 2 包络检波器

环路中采用的包络检波器在传统的全波整流电路的基础上增加了差分放大器,构成具有正反馈效应的包络检波器,如图8所示.该电路通过正反馈控制整流器的电流源,当包络电压升高时,放大器输出使得M1中的电流减小,输出包络电压更高.若包络幅度足够大,M1中电流由静态时的ID变为0,M3中的电流变为2ID,M2~M5参数相同且不计体效应,图8所示电路输出的差分包络电压比传统包络检波电路高出约D

(10)

2 nCoxW/L

因此,图8所示包络检波器比传统包络检波器具有更高的检波效率.得益于超再生接收所特有的熄灭信号,M1截止后,当包络消失时,输出电压能在熄灭信号的控制 V=

图6 (a)环路控制电压vGS的收敛过程;(b)振荡器起振时间 的收敛过程(T=1/300kHz)

Fig.6 (a)ConvergenceofloopcontrollingvoltagevGS;(b)

Convergenceofoscillator sstart uptime (T=1/300kHz)